EMI对症分析-EMI整改（共3篇）
1.EMI对症分析-EMI整改 篇一
传导与辐射超标整改方案
开关电源电磁干扰的产生机理及其传播途径
功率开关器件的高额开关动作是导致开关电源产生电磁干扰(emi)的主要原因。开关频率的提高一方面减小了电源的体积和重量，另一方面也导致了更为严重的emi问题。开关电源工作时，其内部的电压和电流波形都是在非常短的时间内上升和下降的，因此，开关电源本身是一个噪声发生源。开关电源产生的干扰，按噪声干扰源种类来分,可分为尖峰干扰和谐波干扰两种;若按耦合通路来分,可分为传导干扰和辐射干扰两种。使电源产生的干扰不至于对电子系统和电网造成危害的根本办法是削弱噪声发生源，或者切断电源噪声和电子系统、电网之间的耦合途径。现在按噪声干扰源来分别说明：
1、二极管的反向恢复时间引起的干扰
交流输入电压经功率二极管整流桥变为正弦脉动电压，经电容平滑后变为直流，但电容电流的波形不是正弦波而是脉冲波。由电流波形可知，电流中含有高次谐波。大量电流谐波分量流入电网，造成对电网的谐波污染。另外，由于电流是脉冲波，使电源输入功率因数降低。
高频整流回路中的整流二极管正向导通时有较大的正向电流流过，在其受反偏电压而转向截止时，由于pn结中有较多的载流子积累，因而在载流子消失之前的一段时间里，电流会反向流动，致使载流子消失的反向恢复电流急剧减少而发生很大的电流变化(di/dt)。
2、开关管工作时产生的谐波干扰
功率开关管在导通时流过较大的脉冲电流。例如正激型、推挽型和桥式变换器的输入电流波形在 阻性负载时近似为矩形波,其中含有丰富的高次谐波分量。当采用零电流、零电压开关时,这种谐 波干扰将会很小。另外,功率开关管在截止期间,高频变压器绕组漏感引起的电流突变,也会产生 尖峰干扰。
3、交流输入回路产生的干扰
无工频变压器的开关电源输入端整流管在反向恢复期间会引起高频衰减振荡产生干扰。开关电源产生的尖峰干扰和谐波干扰能量，通过开关电源的输入输出线传播出去而形成的干扰称之为传导干扰；而谐波和寄生振荡的能量，通过输入输出线传播时，都会在空间产生电场和磁场。这种通过电磁辐射产生的干扰称为辐射干扰。
4、其他原因
元器件的寄生参数，开关电源的原理图设计不够完美，印刷线路板（pcb）走线通常采用手工布 置，具有很大的随意性，pcb的近场干扰大，并且印刷板上器件的安装、放置，以及方位的不合理都会造成emi干扰。这增加了pcb分布参数的提取和近场干扰估计的难度。flyback 架构noise 在频谱上的反应
0.15 mhz处产生的振荡是开关频率的3次谐波引起的干扰。0.2 mhz处产生的振荡是开关频率的4次谐波和mosfet 振荡2（190.5khz）基波的迭加，引起的干扰;所以这部分较强。
0.25 mhz处产生的振荡是开关频率的5次谐波引起的干扰;0.35 mhz处产生的振荡是开关频率的7次谐波引起的干扰;0.39 mhz处产生的振荡是开关频率的8次谐波和mosfet 振荡2（190.5khz）基波的迭加引起的干扰;1.31mhz处产生的振荡是diode 振荡1（1.31mhz）的基波引起的干扰;3.3 mhz处产生的振荡是mosfet 振荡1（3.3mhz）的基波引起的干扰;开关管、整流二极管的振荡会产生较强的干扰
设计开关电源时防止emi的措施: 1.把噪音电路节点的pcb铜箔面积最大限度地减小;如开关管的漏极、集电极，初次级绕组的节点，等。
2.使输入和输出端远离噪音元件，如变压器线包，变压器磁芯，开关管的散热片，等等。3.使噪音元件（如未遮蔽的变压器线包，未遮蔽的变压器磁芯，和开关管，等等）远离外壳边缘，因为在正常操作下外壳边缘很可能靠近外面的接地线。
4.如果变压器没有使用电场屏蔽，要保持屏蔽体和散热片远离变压器。
5.尽量减小以下电流环的面积：次级（输出）整流器，初级开关功率器件，栅极（基极）驱动线路，辅助整流器。
6.不要将门极（基极）的驱动返馈环路和初级开关电路或辅助整流电路混在一起。7.调整优化阻尼电阻值，使它在开关的死区时间里不产生振铃响声。8.防止emi滤波电感饱和。
9.使拐弯节点和 次级电路的元件远离初级电路的屏蔽体或者开关管的散热片。10.保持初级电路的摆动的节点和元件本体远离屏蔽或者散热片。11.使高频输入的emi滤波器靠近输入电缆或者连接器端。12.保持高频输出的emi滤波器靠近输出电线端子。
13.使emi滤波器对面的pcb板的铜箔和元件本体之间保持一定距离。14.在辅助线圈的整流器的线路上放一些电阻。15.在磁棒线圈上并联阻尼电阻。
16.在输出rf滤波器两端并联阻尼电阻。17.在pcb设计时允许放1nf/ 500 v陶瓷电容器或者还可以是一串电阻，跨接在变压器的初级的静端和辅助绕组之间。
18.保持emi滤波器远离功率变压器;尤其是避免定位在绕包的端部。
19.在pcb面积足够的情况下, 可在pcb上留下放屏蔽绕组用的脚位和放rc阻尼器的位置，rc阻尼器可跨接在屏蔽绕组两端。
20.空间允许的话在开关功率场效应管的漏极和门极之间放一个小径向引线电容器（米勒电容，10皮法/ 1千伏电容）。
21.空间允许的话放一个小的rc阻尼器在直流输出端。22.不要把ac插座与初级开关管的散热片靠在一起。
开关电源emi的特点
作为工作于开关状态的能量转换装置，开关电源的电压、电流变化率很高，产生的干扰强度较大；干扰源主要集中在功率开关期间以及与之相连的散热器和高平变压器，相对于数字电路干扰源的位置较为清楚；开关频率不高（从几十千赫和数兆赫兹），主要的干扰形式是传导干扰和近场干扰；而印刷线路板(pcb)走线通常采用手工布线，具有更大的随意性，这增加了pcb分布参数的提取和近场干扰估计的难度。
1mhz以内----以差模干扰为主,增大x电容就可解决
1mhz---5mhz---差模共模混合,采用输入端并一系列x电容来滤除差摸干扰并分析出是哪种干扰超标并解决;5m---以上以共摸干扰为主,采用抑制共摸的方法.对于外壳接地的,在地线上用一个磁环绕2圈会对10mhz以上干扰有较大的衰减(diudiu2006);对于25--30mhz不过可以采用加大对地y电容、在变压器外面包铜皮、改变pcb layout、输出线前面接一个双线并绕的小磁环,最少绕10圈、在输出整流管两端并rc滤波器.30---50mhz 普遍是mos管高速开通关断引起,可以用增大mos驱动电阻,rcd缓冲电路采用1n4007慢管,vcc供电电压用1n4007慢管来解决.100---200mhz 普遍是输出整流管反向恢复电流引起,可以在整流管上串磁珠
100mhz-200mhz之间大部分出于pfc mosfet及pfc 二极管,现在mosfet及pfc二极管串磁珠有效果,水平方向基本可以解决问题,但垂直方向就很无奈了
开关电源的辐射一般只会影响到100m 以下的频段.也可以在mos,二极管上加相应吸收回路,但效率会有所降低。1mhz 以内----以差模干扰为主 1.增大x 电容量；
2.添加差模电感；3.小功率电源可采用pi 型滤波器处理(建议靠近变压器的电解电容可选用较大些)。
1mhz---5mhz---差模共模混合，采用输入端并联一系列x 电容来滤除差摸干扰并分析出是哪种干扰超标并以解决，1.对于差模干扰超标可调整x 电容量,添加差模电感器，调差模电感量;2.对于共模干扰超标可添加共模电感,选用合理的电感量来抑制；
3.也可改变整流二极管特性来处理一对快速二极管如fr107 一对普通整流二极管1n4007。5m---以上以共摸干扰为主，采用抑制共摸的方法。
对于外壳接地的，在地线上用一个磁环串绕2-3 圈会对10mhz 以上干扰有较大的衰减作用;可选择紧贴变压器的铁芯粘铜箔, 铜箔闭环.处理后端输出整流管的吸收电路和初级大电路并联电容的大小。
对于20--30mhz，1.对于一类产品可以采用调整对地y2 电容量或改变y2 电容位置； 2.调整一二次侧间的y1 电容位置及参数值；
3.在变压器外面包铜箔；变压器最里层加屏蔽层；调整变压器的各绕组的排布。4.改变pcb layout；
5.输出线前面接一个双线并绕的小共模电感；
6.在输出整流管两端并联rc 滤波器且调整合理的参数； 7.在变压器与mosfet 之间加bead core； 8.在变压器的输入电压脚加一个小电容。9.可以用增大mos 驱动电阻.30---50mhz 普遍是mos 管高速开通关断引起，1.可以用增大mos 驱动电阻；
2.rcd 缓冲电路采用1n4007 慢管； 3.vcc 供电电压用1n4007 慢管来解决；
4.或者输出线前端串接一个双线并绕的小共模电感； 5.在mosfet 的d-s 脚并联一个小吸收电路； 6.在变压器与mosfet 之间加bead core； 7.在变压器的输入电压脚加一个小电容；
8.pcb 心layout 时大电解电容，变压器，mos 构成的电路环尽可能的小； 9.变压器，输出二极管，输出平波电解电容构成的电路环尽可能的小。50---100mhz 普遍是输出整流管反向恢复电流引起，1.可以在整流管上串磁珠；
2.调整输出整流管的吸收电路参数；
3.可改变一二次侧跨接y电容支路的阻抗,如pin脚处加bead core或串接适当的电阻； 4.也可改变mosfet，输出整流二极管的本体向空间的辐射（如铁夹卡mosfet;铁夹卡diode，改变散热器的接地点）。5.增加屏蔽铜箔抑制向空间辐射.200mhz 以上 开关电源已基本辐射量很小，一般可过emi 标准。
传 导 方 面 emi 对 策 传导冷机时在0.15-1mhz超标，热机时就有7db余量。主要原因是初级bulk电容df值过大造成的，冷机时esr比较大，热机时esr比较小，开关电流在esr上形成开关电压，它会压在一个电流ln线间流动，这就是差模干扰。解决办法是用esr低的电解电容或者在两个电解电容之间加一个差模电感。.........辐 射 方 面 emi 对 策
辐射在30～300mhz频段内出现宽带噪声超标
通过在电源线上增加去耦磁环（可开合）进行验证，如果有改善则说明和电源线有关系，采用以下整改方法：如果设备有一体化滤波器，检查滤波器的接地是否良好，接地线是否尽可能短；
金属外壳的滤波器的接地最好直接通过其外壳和地之间的大面积搭接。检查滤波器的输入、输出线是否互相靠近。适当调整x/y电容的容值、差模电感及共模扼流圈的感量；调整y电容时要注意安全问题；改变参数可能会改善某一段的辐射，但是却会导致另外频度变差，所以需要不断的试，才能找到最好的组合。适当增大触发极上的电阻值不失为一个好办法；也可在开关管晶体管的集电极（或者是mos管的漏极）或者是次级输出整流管对地接一个小电容也可以有效减小共模开关噪声。开关电源板在pcb布线时一定要控制好各回路的回流面积，可以大大减小差模辐射。在pcb电源走线中增加104/103电容为电源去耦；在多层板布线时要求电源平面和地平面紧邻；在电源线上套磁环进行比对验证，以后可以通过在单板上增加共模电感来实现，或者在电缆上注塑磁环。输入ac线的l线的长度尽量短；
屏蔽设备内部，孔缝附近是否有干扰源；结构件搭接处是否喷有绝缘漆，采用砂布将绝缘漆擦掉，作比较试验。检查接地螺钉是否喷有绝缘漆，是否接地良好。
2.EMI对症分析-EMI整改 篇二
电磁干扰 (Electromagnetic Interference, EMI) 是指任何能中断、阻碍、降低或限制电气、电子设备有效性能的电磁能量。电磁干扰信号是复杂多变, 包括各种电磁噪声、有意电磁发射信号、连续波骚扰以及射频脉冲骚扰等。即使同样的干扰源, 考虑到不同的应用环境, 其测试需求也是不一样的。如在军用领域, 测量主要关心干扰的最大峰值, 而在民用领域, 则更关注干扰对人体感官功能的影响, 常采用准峰值。因而对EMI的测量是了一项复杂的工作, 经常需要根据不同的干扰源特征、不同应用需求进行测试。目前最常用的采用EMI接收机来对EMI信号进行分析测量, 其具有高精度、宽频带、大动态、集成多种检波方式等特点。EMI接收机功能强大, 价格也十分昂贵, 在测试的过程中, 需要正确运用才能发挥其功效, 否则不仅会导致测量结果的不可靠, 还可能损坏测量仪器。
1 传导测量时前端保护问题
现在的EMI接收机都采用外差式接收原理, 将输入的EMI信号通过衰减、放大和选频处理, 再送入混频器中与调谐本振信号混频得到固定中频, 最后经放大、滤波、检波等处理后给出的电平指示, 其工作原理如图1所示。射频前端通常指的是第一级混频前的射频信号通路。从接收原理图可以看出, 其主要包含前置可调衰减器、滤波器、前置预防和混频器等组成。由于被测信号直接与射频前端的输入端相连接, 干扰直接作用于前端, 因此要注意射频前端的防护。
在电源传导EMI测试中, 一般是通过连接设备电源线的稳定阻抗网络 (LISN) 或者人工电源网络 (AMN) 对设备在电源线上产生电磁干扰进行测量, 然而当被测件开关打开和关闭时, 经常会在LISN或者AMN中产生幅度很大的尖峰干扰脉冲, 这种情况有可能会损害测试接收机。如图2所示, 某航空设备加电瞬间, 在LISN的输出端测到的高压脉冲, 其脉冲峰峰值高达到188 V, 足以烧毁接收前端。曾经有多起在没有外接限幅衰减的情况下进行电源线传导EMI测试, 致使接收前端损坏的案例[1]。另外还有一些特殊产品, 工作时也可能产生高能脉冲信号, 如飞机点火装置等。因此, 在为了避免输入过大的脉冲信号进入EMI接收机, 需要接收机射频前端加专业脉冲限幅器如ESH3-Z2或衰减器, 通过限幅器或衰减器, 使输入脉冲信号强度衰减, 从而保护接收机前端。
另外EMI接收射频输入端通常采用直流耦合输入, 而混频器属于直流敏感设备, 输入信号中含有直流信号会直接导致混频二极管烧毁, 因此在测量过程中要注意对被测件直流信号的防范。例如GPS接收天线常采用射频电缆给接收前端放大器供电, 即射频信号和直流供电是共用电缆传输的, 因此在对GPS天线端子进行乱真发射传导测试时, 一定要注意隔离直流信号的问题, 并对测试频段内对因隔离直流信号而带来的插入损耗进行及时修正。
2 大信号测量时非线性干扰问题
非线性通常表示一种特殊输入输出关系。对一个非线性系统, 其输出中除了有输入信号线性增益项之外, 还会出现输入信号的高次项。在研究接收机的非线性时, 可以用式 (1) 的级数展开式来表示接收机的传输特性。Uo=k1Ui+k2U
对接收机产生非线性干扰的识别, 如图3所示, 通过对在测试通道中加入衰减器的方法来鉴别。如果输出信号的幅度与衰减器衰减量相同减小, 则说明非线性产物来自接收机之外。如输出信号幅度降低值大于衰减器衰减量, 则说明非线性干扰来自接收机, 接收机工作于非线性工作状态。例如, 用ESIB26接收机队信号源6061A的谐波抑制进行测量, 设置信号源输出频率2 MHz, 幅度10 dBm, 连续正弦波输出。设置接收工作频率4 MHz, 关预放, 测得二次谐波电平-37.5 dBm;保持信号源输出不变, 在接收机输入端加20 dB衰减器, 此时测得二次谐波电平-62.5 dBm, 即加入20 dB衰减器后, 谐波减小了25 dB。根据结果可知接收机在加入衰减前产生了非线性失真, 二次谐波中部分产物是由接收机产生, 否则第二测量结果应该是-57.5 dBm。并且还可以得出, 加入衰减后测得的二次谐波来自信号源, 否则测量结果应小于-77.5 dBm。这是因为根据式 (1) , 假设k2是常数, 二次谐波与输入正幂级数关系, 即输入减小20 dB, 二次谐波减小40 dB, 事实上k2随着输入的减小也会减小。
接收的非线性干扰, 基本都是由于带外信号过大造成的。如对一些发射机的谐波、杂波测试, 发射机的主频就很可能造成接收机非线性失真, 产生干扰。如果在接收机射频通道中加入过多的衰减器, 又会影响到小信号的测量[2], 这时就需要加入抑制网络, 如陷波器等, 对发射频率进行衰减, 然后再进行小信号的测量。如GJB151A中CE106项目测试发射机频谱就经常需要加入抑制网络[3,4]。
3 窄脉冲测量时带宽设置问题
EMI接收机的测量带宽是指接收机总选择性曲线6 dB带宽。接收机总选择性曲线主要受中频带宽影响, 通常是通过设置中频滤波器带宽来控制。在多级中频设计的接收机中, 通常为最后一级中频带宽。测试带宽关系到接收机的频率分辨度和接收灵敏度。不同的测量带宽, 会得到不同的测量结果。因此, 标准中通常规定了试验时的使用带宽, 如表1所示。
标准中对骚扰信号有固定电平限值的要求, 表1所示的带宽要求是必需的。但对一些发射机设备的乱真发射抑制度测量时, 上述带宽要求不是必需的。例如按GJB151A-1997中CE106项目对某扩频发射机进行测试。该设备工作在200 MHz, 采用直接序列扩频方式, 伪随机码元宽度约2 μs。如果采用军标规定100 kHz带宽, 则EMI接收机测量发射功率远比实际功率小, 从而可能影响到其对乱真发射抑制度的判别。另外带宽的变化对不同输入信号的影响也是不同的。当测试带宽增加10倍时, 正弦信号电平测量结果不会改变, 白噪声电平增加10 dB, 脉冲信号电平增加20 dB (脉宽的倒数1/τ>测试带宽B>周期的倒数1/T) 。专业的研究部门对仪器90 kHz和9 kHz两种带宽进行了对比试验, 发现大多数干扰在两种带宽下测试数值比在14～18 dB范围, 这与干扰主要是脉冲性噪声但也存在部分随机分量的情况相吻合[5]。
4 不同标准对检波器的选择问题
检波器是主要用来对中波信号包络进行提取处理, 去掉调制载波信号, 还原基带信息。目前常用的EMI接收机检波方式有:峰值检波 (Peak) 、准峰值检波 (Quasi-peak) 和平均值检波 (Average) 。其中峰值检波只与测量时间内最大峰值有关, 而与脉冲出现的频度无关, 如图4 (a) 、 (b) 所示两种情况, 峰值检波器无法区分, 其常用军标测试, 因为单次的脉冲误触发也可能引发灾难性的后果。平均值则只与测量时间的平均电平有关, 如图4 (b) 、 (c) 所示两种情况, 平均值检波无法区分。准峰值检波特性介于峰值和平均值之间, 特性最近人类感官对干扰的反应, 因而广泛应用于民用领域。
需要特别关注的是国际无线电干扰委员会 (CISPR) 于2002年采用了新的平均值检波器[6], 指定平均值检波器时间常数, 通常称之为CISPR-Average, 新的平均值检波器正陆续被相关标准采用。我国电磁兼容基础标准GB/T6113.101-2008也于2008年采用新的平均值检波器[7]。一些强制认证标准, 如GB9254-2008也于2008年做了更新[8]。另外, CISPR16-1-1:2007中采用了新的均方根-平均值检波器[9], 简称为CISPR-RMS, 以区别原来的均方根检波器 (RMS) , 这种新的检波器应用到CISPR13:2009的符合性测量中[10]。目前各种不同检波器在现行使用的标准中都有应用, 所以使用EMI接收机对产品进行检测时一定要注意区分其检波方式, 及其应用的基础标准的版本, 否者可能导致测试结果的误判。
以最新的平均值检波器 (CISPR-Average) 与原来的平均值 (Average) 检波器为例。设信号源N5181A的载波频率20 MHz、载波功率-47 dBm、脉冲信号宽度30 ms、脉冲重复频率1～10 Hz。设置测量接收机ESU26设接收机测试频率20 MHz、带宽120 kHz, 测量时间1 s, 打开两种检波方式对信号源输出进行测量, 测量结果如表2所示。可见在脉冲重复率很低的情况下, 新的平均值检波器输出要大很多, 超过10 dB, 而随着脉冲重复率的提高, 两者差距则不断缩小。
5 结 语
本文对EMI测量中涉及到接收机射频前端保护问题、大信号输入导致非线性失真问题、窄脉冲测量时带宽设置问题和不同标准对检波器的检波器选择问题进行了分析和正确处理, 防止实际使用过程中由于此类问题处理不当导致的测量不准确和接收机的损坏。
参考文献
[1]明治中, 陈功.CE102测试故障分析[J].计量技术, 2008, 28 (5) :65-66.
[2]沈国连.正确实施CE106发射试验的两个基本条件[J].航空电子技术, 2007, 35 (2) :11-14.
[3]国防科工委.GJB151A-97军用设备和分系统电磁发射和敏感度要求[S].北京:国防科工委军标出版发行部, 1997.
[4]国防科工委.GJB152A-97军用设备和分系统电磁发射和敏感度测量[S].北京:国防科工委军标出版发行部, 1997.
[5]全国无线电干扰标准化委员会.GB/T6113.3-1996无线电骚扰和抗扰度测量技术报告[S].北京:中国标准出版社, 1996.
[6]IEC.CISPR 16-1:Consolidated Ed 2.1specification for ra-dio disturbance and immunity measuring apparatus andmethods part 1:radio disturbance and immunity measuringapparatus[S].Switzerland:IEC, 2002.
[7]全国无线电干扰标准化委员会.GB/T6113.101-2008无线电骚扰和抗扰度测量设备[S].北京:中国标准出版社, 2008.
[8]国家质量监督检验检疫总局.GB9254-2008信息技术设备的无线电骚扰限值和测量方法[S].北京:中国标准出版社, 2008.
[9]IEC.CISPR 16-1-1:2007Ed 2.0specification for radio dis-turbance and immunity measuring apparatus and methodspart 1-1:radio disturbance and immunity measuring appara-tus[S].Switzerland:IEC, 2007.
3.EMI对症分析-EMI整改 篇三
相关配置命令：
config)#ip dhcp pool [地址池名]
(config)#ip dhcp excluded-address [不分配的地址]
(dhcp-config).network [要分配的地址] [掩码]
(dhcp-config)#lease [租约]
(dhcp-config)#default-router [默认网关]
(dhcp-config)#dns-server[dns服务器]
然后要对自动获取地址的vlan 进行设置
(config)#ip helper-address [交换机地址]
再将端口划分到vlan 里
show config:
ip dhcp excluded-address 10.0.199.200 10.0.199.254
!
ip dhcp pool test
network 10.0.199.0 255.255.255.0
default-router 10.0.199.1
dns-server 10.0.199.252
lease 0 0 5
nterface Vlan199
ip address 10.0.199.1 255.255.255.0
ip helper-address 10.0.1.1
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