量子雷达导引头范文

2024-12-16

量子雷达导引头范文（精选2篇）

1.量子雷达导引头范文篇一

近年来随着电子对抗技术和理论的飞速发展,如何评估电子战的作战效果,即抗干扰能力的评估,也渐渐成为大家所关注的热点。抗干扰效果的评估技术的研究在国际上已经有三十多年的历史,其中雷达系统的抗干扰效果评估得到了广泛深入的研究[1,2,3,4]。鉴于雷达的抗干扰措施大多可以应用到导弹的导引头上,所以对雷达的抗干扰评估方法大多也可以应用到导弹上,但前提应该是导引头和雷达采用相同的工作体制。目前主动雷达抗干扰评估指标比较完善,而被动雷达抗干扰指标较少。本文借鉴主动雷达的指标建立方法,结合被动雷达导引头的特点提出了被动雷达导引头的烧穿距离和相对烧穿距离等抗干扰指标。

1 导引头抗干扰评估准则

根据干扰信号样式和导引头类型,可以采用不同的干扰效果评定准则,常用的准则有四个:信息准则、功率准则(信息损失准则)、战术运用准则(概率准则)和效率准则[5]。

信息准则:对于遮盖性干扰、欺骗干扰或假目标的品质可以用信号熵来估价,熵是随机变量或随机过程不确定性的一种测度。缺点是只能评价干扰效果,不能直接评定抗干扰效果。

功率准则:只取决于干扰设备和被干扰设备的参数,一般用压制系数和烧穿距离等表示。它适用于抗压制性干扰和抗欺骗性干扰效果的评定,但它不能全面反映抗干扰能力,有一定局限性。尽管如此,它仍是目前最广泛的抗干扰效果度量方法,在评定防空导弹武器系统的各个无线电环节抗干扰性能时均可采用。

概率准则:相比较前面两个准则而言,概率准则将抗干扰效果与整个战斗作战任务联系了起来。而各种抗干扰措施将提高完成任务的概率,这个概率的变化程度可以用来评估相应的抗干扰措施的抗干扰能力。目前还没有通用度量方法,所以必须根据具体作战条件来评定。

效率准则:分两种情况考虑,一种表示导弹系统中各种电子设备在干扰条件下,完成本身使命的概率。另外一种是在被干扰条件下导弹的杀伤概率与在正常条件下导弹杀伤概率的比值作为对系统抗干扰效果的度量。这两种方法分别从局部和整体角度来评估抗干扰效果,需要建立复杂的模型或者试验才能得到。

综合上述准则的优缺点,本文采用功率准则对被动雷达导引头的抗干扰性能进行评估。

2 PRS在理想噪声下作用距离

2.1 PRS接收到目标信号功率

主动雷达的信号在空间经过双程传播,所以其功率按距离的四次方衰减,而被动雷达接收目标辐射微波信号,信号单程传播,按距离的二次方衰减,所以PRS接收信号功率符合二次雷达方程[6]:

$Ρ_{r s} = \frac{Ρ_{t} G_{t} A_{r s}}{4 π R_{t}^{2} L_{r}} (1)$

式(1)中,Pt为目标辐射信号功率,Gt为目标在导引头方向上辐射天线增益,Ars为导引头接收天线有效接收面积,Rt为导引头与目标间的距离,Lr为目标辐射能量进入导引头接收机系统损耗因子。

根据导引头接收天线增益和有效接收面积的关系有:

$A_{r s} = \frac{G_{r s} λ_{s}^{2}}{4 π} (2)$

式(2)中,Grs为导引头在目标方向上接收天线增益,λs为目标信号波长。式(2)代入式(1)后得:

$Ρ_{r s} = \frac{Ρ_{t} G_{t} G_{r s} λ_{s}^{2}}{(4 π)^{2} R_{t}^{2} L_{r}} (3)$

2.2 理想噪声对PRS作用距离影响

接收机噪声系数定义为实际噪声功率输出和理想接收机在标准室温是的噪声功率[7]:

$F_{n} = \frac{Ν_{o}}{k Τ_{0} B_{n} G_{a}} (4)$

式(4)中,No为接收机输出噪声,k为波尔兹曼常数,T0为标准室温,Bn为噪声带宽,Ga为接收机功率增益(有效增益),即为输出和输入信号功率比

$G_{a} = S_{o} / S_{i} (5)$

理想接收机输入噪声功率与标准室温有关,

$Ν_{i} = k Τ_{0} B_{n} (6)$

噪声系数亦可以写成输入信噪比和输出信噪比的比值形式

$F_{n} = \frac{S_{i} / Ν_{i}}{S_{o} / Ν_{o}} (7)$

由式(7)可得输入信号功率为:

$S_{i} = F_{n} Ν_{i} (S_{o} / Ν_{o}) = k Τ_{0} B_{n} F_{n} (S_{o} / Ν_{o}) (8)$

So/No是接收机输出端信噪比,根据导引头检测目标质量的要求,可确定所需的最小输出信噪比(S/N)omin,被称为识别系数或可见度因子,现代多采用统计检测理论基础上的统计判别方法来实现信号检测,在这种情况下所需的最小输出信噪比称为检测因子Do:

$D_{o} = (S / Ν)_{o m i n} (9)$

Do在接收机匹配滤波器输出端(检波器输入端)测量的信号噪声功率比,如图1所示,检测因子就是满足所需检测性能(以检测概率和虚警概率表征)时,在检波器输入端单个脉冲需要达到的最小信噪比。

接收机输入端最小可检测信号Simin;

$S_{i m i n} = k Τ_{0} B_{n} F_{n} (S / Ν)_{o m i n} (10)$

接收机输入端最小可检测信号也称为接收机灵敏度Pr:

$Ρ_{r} = k Τ_{0} B_{n} F_{n} D_{o} (11)$

随着导引头和目标距离的增加,接收机接到信号功率减小,当减小到与接收机灵敏度相等的时候,导引头刚好能检测到目标信号,此时的距离即为导引头在理想噪声情况下的最大作用距离:

$R_{0} = [\frac{Ρ_{t} G_{t} G_{r s} λ_{s}^{2}}{(4 π)^{2} L_{r} k Τ_{0} B_{n} F_{n} D_{o}}]^{1 / 2} (12)$

3 PRS在有源干扰下作用距离

3.1 PRS接收到的干扰功率

导引头工作环境除受自然条件的影响外,常常还受到人为的干扰,干扰的效果使雷达发现目标困难或者使发现目标的距离大大减小,本来能探测到的区域在干扰下探测不到的被称为压制区,干扰后仍能探测到的区域对于目标来说就是暴露区如图2所示。

当干扰信号带宽小于导引头接收机带宽时,干扰信号能量全部进入导引头,导引头接收到的干扰功率Prj为

$Ρ_{r J} = \frac{Ρ_{J} G_{J} A_{r J} γ_{J}}{4 π R_{J}^{2} L_{J}} (13)$

式(13)中,PJ为干扰机发射功率,GJ为干扰机天线增益,ArJ为在干扰方向导引头接收天线的有效接收面积,γJ为干扰信号与导引头极化不一致损失系数,RJ为雷达至干扰机平台的距离,LJ为干扰信号进入导引头接收机系统损耗因子。

根据导引头接收天线增益和有效接收面积的关系有:

$A_{r J} = \frac{G_{r J} λ_{J}^{2}}{4 π} (14)$

式(14)中,GrJ为导引头在干扰信号方向上接收天线增益,λJ为干扰信号波长。GrJ的方向如图3所示:

将式(14)带入式(13)得

$Ρ_{r J} = \frac{Ρ_{J} G_{J} G_{r J} λ_{J}^{2} γ_{J}}{(4 π)^{2} R_{J}^{2} L_{J}} (15)$

上述分析针对干扰机带宽小于导引头接收机带宽的情况进行的,只适用于瞄准式干扰的情况。而考虑到干扰信号带宽和导引头接收机带宽不匹配引起的损失,即当干扰信号带宽全部覆盖导引头接收机带宽时,干扰能量无法全部进入接收机,上述干扰方程必须考虑带宽因素的影响,即

$Ρ_{r J} = \frac{Ρ_{J} G_{J} G_{r J} λ_{J}^{2} γ_{J}}{(4 π)^{2} R_{J}^{2} L_{J}} \frac{B_{R}}{B_{J}} (16)$

式(16)中,BR为导引头接收机等效带宽,BJ为干扰机辐射信号带宽。

干扰从导引头天线主瓣进入,GrJ=Gr,其中Gr为天线主瓣增益;若从旁瓣进入,则GrJ=gGr,其中g为天线旁瓣增益与主瓣增益之比,通常g=-20 dB～-40 dB。

3.2 PRS的干扰与信号功率比

通常在有源干扰存在时,进入导引头的干扰功率PrJ远远大于雷达的本机噪声,这样噪声可忽略不计,导引头接收端干扰与信号功率比(干信比)为

$\frac{J}{S} = \frac{Ρ_{r J}}{Ρ_{r s}} = \frac{Ρ_{J} G_{J} G_{r J} λ_{J}^{2} R_{J}^{2}}{Ρ_{t} G_{t} G_{r s} λ_{s}^{2} R_{t}^{2}} \frac{γ_{J} L_{J} B_{R}}{L_{r} B_{J}} (17)$

仅仅知道导引头的干扰信号功率和目标信号功率,还不能说明导引头的抗干扰效果,还必须有一个衡量抗干扰有效性的标准。采用功率准则,衡量干扰效果一般用压制系数Kj,它表示对导引头实施有效干扰(搜索状态下是指发现概率Pd下降到10%以下)时,接收机输入端所需的最小干扰功率和信号功率比,即

$Κ_{j} = Ρ_{j} / Ρ_{s} |_{Ρ_{d} = 0.1} (18)$

式(18)中Pj,Ps分别为导引头接收到的干扰功率和信号功率。显然,压制系数Kj越大,表示为了达到预定干扰效果,所需干扰功率越大,即干扰越困难,所以导引头的抗干扰性能越好,相反,压制系数小,说明导引头抗干扰能力差。

对于干扰机而言,要有效干扰对方导弹的导引头,必须满足

$\frac{Ρ_{r J}}{Ρ_{r s}} = \frac{Ρ_{J} G_{J} G_{r J} λ_{J}^{2} R_{J}^{2}}{Ρ_{t} G_{t} G_{r s} λ_{s}^{2} R_{t}^{2}} \frac{γ_{J} L_{J} B_{R}}{L_{r} B_{J}} \geq Κ_{j} (19)$

对导引头来讲,不被有效干扰,即能检测到目标时满足

$\frac{Ρ_{r J}}{Ρ_{r s}} = \frac{Ρ_{J} G_{J} G_{r J} λ_{J}^{2} R_{J}^{2}}{Ρ_{t} G_{t} G_{r s} λ_{s}^{2} R_{t}^{2}} \frac{γ_{J} L_{J} B_{R}}{L_{r} B_{J}} \leq Κ_{j} (20)$

3.3 PRS烧穿距离

烧穿距离也叫自卫距离,是电子对抗中从距离上衡量干扰和抗干扰能力的一个概念。烧穿发生在干信比降低到压制系数,被干扰的接收机恰好可以正常工作的距离上。烧穿距离指导引头刚好具备目标检测能力时,导引头和目标之间的距离,实质就是导引头在存在干扰时的最大作用距离。当干扰信号来自远距离支援干扰和随队掩护式干扰时,干扰信号传播距离和目标信号传播距离不等,即Rr≠RJ,式(20)取等号时得到干扰方程,解得被动雷达导引头的烧穿距离为

$R_{t b} = [\frac{Ρ_{J} G_{J} G_{r J} λ_{J}^{2} R_{J}^{2}}{Ρ_{t} G_{t} G_{r s} λ_{s}^{2} Κ_{j}} \frac{γ_{J} L_{J} B_{R}}{L_{r} B_{J}}]^{1 / 2} (21)$

当干扰信号来自目标时,即目标实施自卫干扰时,干扰信号传播距离和目标信号传播距离是相等的,即Rr=RJ,此时根据干扰方程无法解出被动雷达导引头的烧穿距离,因为对于被动雷达导引头来说,目标自卫干扰的干扰功率和目标信号功率都随距离的平方衰减,它们的比值是跟距离无关的恒定值,导引头能否成功达到抗干扰效果和除距离以外的其它因素有关。

4 PRS相对烧穿距离

用烧穿距离衡量导引头抗干扰能力时存在着一定的片面性,比如说,没有干扰情况下两个导引头有不同的作用距离R1和R2,可能在有干扰情况下有相同的作用距离R3,即烧穿距离相同,如图4所示。

此时若仅仅根据烧穿距离R3来判断,它们具有相同抗干扰能力,但这和实际情况是不相符的,明显在没有干扰时作用距离小的那个导引头的抗干扰能力更强,因为在干扰后它的作用距离受到的影响比另外一个导引头小。

相对烧穿距离R0b克服了烧穿距离评价抗干扰能力的不足,它是一个可以全面反映导引头的抗压制性干扰的性能指标,它表示导引头受干扰时的烧穿距离Rtb与导引头只受自身内部噪声影响时的作用距离R0的比值。明显相对烧穿距离越大的导引头,抗干扰能力越强。

$R_{0 b} = R_{t b} / R_{0} (22)$

由式(22)可以看出无干扰作用距离为R2的导引头抗干扰能力比另外一个好,因为它的相对烧穿距离更大。

将式(12)和式(21)带入式(22)得

$\begin{array}{l} R_{0 b} = \\ [\frac{(4 π)^{2} k Τ_{0} B_{n} F_{n} D_{o} Ρ_{J} G_{J} G_{r J} λ_{J}^{2} R_{J}^{2} γ_{J} L_{J} B_{R}}{Ρ_{t}^{2} G_{t}^{2} G_{r s}^{2} λ_{s}^{4} Κ_{j} B_{J}}]^{1 / 2} (23) \end{array}$

为了便于比较主动雷达的相对烧穿距离,规定干扰机单位频带内的有效辐射功率(PJGJ/BJ)以10 W/MHz为标准,同样为了方便比较不同被动雷达导引头的抗干扰能力,也可以在上述标准下比较它们的相对烧穿距离

$R_{0 b} = [\frac{160 π^{2} k Τ_{0} B_{n} F_{n} D_{o} G_{r J} λ_{J}^{2} R_{J}^{2} γ_{J} L_{J} B_{R}}{Ρ_{t}^{2} G_{t}^{2} G_{r s}^{2} λ_{s}^{4} Κ_{j}}]^{1 / 2} (24)$

由灵敏度公式(11)也可以把上式改写成:

$R_{0 b} = [\frac{160 π^{2} Ρ_{r} G_{r J} λ_{J}^{2} R_{J}^{2} γ_{J} L_{J} B_{R}}{Ρ_{t}^{2} G_{t}^{2} G_{r s}^{2} λ_{s}^{4} Κ_{j}}]^{1 / 2} (25)$

利用上面公式对美国的百舌鸟(AGM—45)、哈姆(AGM—88)和新一代反辐射导弹(AGM—88E),俄罗斯的AS—5和AS—12,以色列的“星—1”,南非的“百灵鸟”的PRS抗干扰指标进行分析,结果如表1所示,限于篇幅表中只列出了主要参数。

由表1可以看出AGM—88E的导引头不管从烧穿距离还是相对烧穿距离上看,抗干扰能力都是最好的,而最差的是美国第一代反辐射导弹AGM—45,哈姆(AGM—88)的烧穿距离比俄罗斯的AS—12小,但从相对烧穿距离角度来看其抗干扰性能反而好一些,这也和实际情况是相符合的,说明相对烧穿距离在抗干扰效果评估方面是切实有效的。

5 结论

通过对被动雷达导引头抗干扰能力指标的分析过程,可以看出用来评估主动雷达的指标压制系数和烧穿距离等也可以用在被动雷达导引头上,但是这两种体制雷达的信号传播方式不同决定了其指标计算公式的不同,主要体现在信号功率衰减和距离的关系上。从评估实例结果可以看出相对烧穿距离是比烧穿距离更好的评价导引头的抗干扰效果。

参考文献

[1]李波涛,李明,吴顺君.雷达抗干扰效能评估方法探讨.现代雷达.2006:28(11):16—19

[2]刘晓东.雷达抗干扰效能评估指标体系及方法研究.成都:电子科技大学,2008

[3] Johnston S.L.ECCM Improve Factor(EIF).Electronic Warfare Maga-zine.1974:6(3):41—45

[4] Barton D,Cock C E,Hamilton P,Radar evaluation handbook,Ar-tech house Inc.1991:34—40

[5]周一宇,安玮,郭福成.电子对抗原理.北京:电子工业出版社,2009:1—13

[6]丁鹭飞,耿富录,陈建春.雷达原理.北京:电子工业出版社,2009:15—19

2.量子雷达导引头范文篇二

关键词：全捷联,相控阵雷达导引头,隔离度,动力学特性

1 概述

全捷联导引头的不完全解耦是产生隔离度问题的根本原因[1]。国内外对导引头不完全解耦的分析只停留在导引头测角系统与角速率陀螺刻度尺误差方面, 并没有深入考虑测角系统与角速率陀螺动力学特性对隔离度的影响。文章就以全捷联相控阵雷达导引头为研究对象, 针对导引头测角系统与角速率陀螺的动力学特性对导引头隔离度的影响进行分析。

2 相控阵雷达导引头各环节动力学特性的

2.1 测角系统动力学

考虑相控阵雷达导引头测角系统波束宽度、测角周期、计算延时、失调角量化特性、测量噪声及零位等因素建立相控阵雷达导引头测角系统的功能模型[8]~[12], 如图2所示。

2.2 波束控制器动力学

考虑相控阵雷达导引头波束控制系统延迟特性、控制周期、波束控制跃度、控制误差、波束指向范围限制等因素建立相控阵雷达导引头波束控制系统的数学模型, 如图3所示。

2.3 速率陀螺动力学

考虑速率陀螺动态特性、延迟时间、数据率及量程限制建立其数学模型, 如图4所示。

速率陀螺动态特性可用二阶欠阻尼环节描述。

3 相控阵雷达导引头隔离度分析

3.1 隔离度定义

3.2 波束稳定与跟踪回路隔离度分析

其中GB (s) 是波控系统的动力学表达式, Gg (s) 是角速率陀螺的动力学。若不满足GB (s) Gg (s) =1, 则系统隔离度不为0, 导引头输出的视线角信息对弹体姿态角速度不能完全解耦。

只有满足GB (s) Gg (s) =1, 才能消除弹体扰动对视线角的扰动, 也就是实现真正意义上的解耦。

3.3分析结论

(1) 对弹体扰动的解耦

(2) 时间常数

4仿真验证

4.1各环节动力学对导引头隔离度影响

导引头参数:

增益:令Ks=1, 且Kg=1, 则刻度因数导致的隔离度问题不存在。

动力学特性:由于角速度陀螺的二阶特性, 数据更新周期、测量延时以及波控系统的数据测量周期对导引头隔离度有明显影响[13]~[17]。所以在本次仿真中对于角速度陀螺, 考虑数据更新周期、测量延时、陀螺二阶特性;对于波控系统, 考虑数据测量周期;对于导引头测角环节, 不考虑其动力学特性。

输入:弹体扰动角度幅值为1°、频率为3Hz, 输入的视线角速度为0。

相控阵雷达导引头目标视线角速度输出曲线如图6所示。由图6所示仿真结果可知, 导引头输出的视线角速度幅值约为0.25°/s。由于仿真中给出的导引头输入的视线角速度为0, 所以导引头输出的视线角速度是由弹体扰动引起的。将导引头输出的视线角速度与输入的弹体姿态角速度相除, 计算可得相控阵雷达导引头隔离度约为1.33% (目标视线角速度幅值与弹体扰动角速度幅值之比) 。

仿真说明在角速率陀螺与波控系统刻度因数一致, 而动力学的不一致时, 仍然会导致隔离度问题的产生。

4.2响应速度受放大机构增益的影响

改变波束跟踪回路的增益K, 得到波束转速 (即测量到的视线角速度) 如图7所示。

图7的仿真结果可以看出, 增大跟踪回路增益K, 系统响应变快。

5 结束语

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