PSK调制解调实验报告

PSK调制解调实验报告（精选2篇）

1.PSK调制解调实验报告 篇一

实验五 FSK 调制解调实验

(理论课:教材第七章P180--185）

实 验 内 容

1.频率键控（FSK）调制实验 2.频率键控（FSK）解调实验

一、实验目的

1.理解FSK调制的工作原理及电路组成。2.理解利用锁相环解调FSK的原理和实现方法。

二、实验电路工作原理

TP901 TP904TP90832KHz选频 32KHz方波12TP906TP907输出时钟K901D/A TP902模相FSKTP909拟加12解调整 开器(4046形16KHz方波12关FSK调制输出锁相环输 K902D/AK906解调)出 TP903TP90

5PN2K1 F832K904WMCLK 213WMDATA

K903

图2-1 FSK调制解调电原理框图

数字频率调制是数据通信中使用较早的一种通信方式。由于这种调制解调方式容易实现，抗噪声和抗衰减性能较强，因此在中低速数据传输通信系统中得到了较为广泛的应用。

数字调频又可称作移频键控FSK，它是利用载频频率变化来传递数字信息。数字调频信号可以分为相位离散和相位连续两种情形。若两个振荡频率分别由不同的独立振荡器提供，它们之间相位互不相关，这就叫相位离散的数字调频信号；若两个振荡频率由同一振荡信号源提供，只是对其中一个载频进行分频，这样产生的两个载频就是相位连续的数字调频信号。

本实验电路中，由实验一提供的载频频率经过本实验电路分频而得到的两个不同频率的载频信号，则为相位连续的数字调频信号。

（一）FSK调制电路工作原理

FSK调制解调电原理框图，如图2-1所示；图2-2是它的调制电路电原理图。

输入的基带信号由转换开关K904转接后分成两路，一路控制f1=32KHz的载频，另一路经倒相去控制f2=16KHz的载频。当基带信号为“1”时，模拟开关1打开，模拟开关2关闭，此时输出f1=32KHz，当基带信号为“0”时，模拟开关1关闭，模拟开关2开通。此时输出f2=16KHz，于是可在输出端得到已调的FSK信号。

电路中的两路载频(f1、f2）由内时钟信号发生器产生，经过开关K901，K902送入。两路载频分别经射随、选频滤波、射随、再送至模拟开关U901∶A与U901∶B(4066)。

（二）FSK解调电路工作原理 FSK集成电路模拟锁相环解调器由于性能优越，价格低廉，体积小，所以得到了越来越广泛的应用。解调电路电原理图如图2-3所示。

FSK集成电路模拟锁相环解调器的工作原理是十分简单的，只要在设计锁相环时，使

它锁定在FSK的一个载频f1上，对应输出高电平，而对另一载频f2失锁，对应输出低电平，那末在锁相环路滤波器输出端就可以得到解调的基带信号序列。

FSK锁相环解调器中的集成锁相环选用了MC14046。

压控振荡器的中心频率设计在32KHz。图2-3中R924、R925、CA901主要用来确定压控振荡器的振荡频率。R929、C904构成外接低通滤波器，其参数选择要满足环路性能指标的要求。从要求环路能快速捕捉、迅速锁定来看，低通滤波器的通带要宽些；从提高环路的跟踪特性来看，低通滤波器的通带又要窄些。因此电路设计应在满足捕捉时间前提下，尽量减小环路低通滤波器的带宽。

当输入信号为16KHz时，环路失锁。此时环路对16KHz载频的跟踪破坏。可见，环路对32KHz载频锁定时输出高电平，对16KHz载频失锁时就输出低电平。只要适当选择环路参数，使它对32KHz锁定，对16KHz失锁，则在解调器输出端就得到解调输出的基带信号序列。关于FSK调制原理波形见图2-4所示。

三、实验内容

测试FSK调制解调电路TP901—TP909各测量点波形，并作详细分析。

1．按下按键开关： K01、K02、K900。

2．跳线开关设置： K9012–

3、K9022–3。K903:1-2 3 K9041–

2、2KHz的伪随机码，码序列为：*** 做FSK解调实验时，K9041–

2、K9031–2。K905：1－2 3－4K906:2-3 K907:1-2 3．在CA901插上电容，使压控振荡器工作在32KHz，电容在1800Pf2400Pf之间。

4．注意选择不同的数字基带信号的速率。有1110010码(2KHz)、1010交替码(8KHz)。由信号转接开关K904进行选择。

5．接通开关K906“2”和“3”脚，输入FSK信号给解调电路，注意观察“1”“0”码内所含载波的数目。

6．观察FSK解调输出TP907～TP909波形，并作记录，并同时观察FSK调制端的基带信号，比较两者波形，观察是否有失真。

四、测量点说明

TP901：32KHz载频信号，由K901的1与2相连，可调节电位器W901改变幅度。

TP902：16KHz载频信号，由K902的1与2相连，可调节电位器W902改变幅度。

TP903：作为F = 2KHz或8KHz的数字基带信码信号输入，由开关K904决定。K904 的1与2相连：码元速率为2KHz的***码；K904的2与3相连：码元速率为8KHz的10101010码。

TP904：32KHz基带FSK调制信号输出。TP905：16KHz基带FSK调制信号输出。

TP906：FSK调制信号叠加后输出，送到FSK解调电路的由输入开关K905控制。

TP907：FSK解调信号输入。由FSK解调电路的输入开关K906的2与3脚接入

TP908：FSK解调电路工作时钟，正常工作时应为32KHz左右，频偏不大于2KHz，若有偏差，可调节电位器W903或W904和改变CA901的电容4 值。

TP909：FSK解调信号输出，即数字基带信码信号输出，波形同TP903。注：在FSK解调时，K904只能是1与2相连，即解调出码元速率为2KHz的***码。K904的2与3脚不能相连，否则FSK解调电路解调不出此时的数字基带信码信号，因为此时F = 8KHz，fc2 = 16KHz，所以不满足4F ≤ fc1的关系，因为此时它们的频谱重叠了。所以在此项实验做完后，应注意把开关K904设置成1与2相连接的位置上。

五、讨论思考题

1.画出测试点的各点波形。

2.写出改变4046的哪些外围元件参数对其解调正确输出有影响? 3.采用锁相环解调时，其输出信号序列与发送信号序列相比有否产生延迟?

六、实测各点波形

1、FSK频率键控调制电路的工作波形

（上图）：TP901：32KHz载频信号（下图）：TP902：16KHz载频信号

TP903： 2KHz数字基带信码信号

图理原电路电制调KSF 2－2图 8

图理原电路电调解KSF 3－2图 TP9010t32KHz载频fC1输入TP9020t16KHz载频fC2输入TP9030TP9041110010tt信码032KHz载频fC1输出TP9050t16KHz载频fC2输出TP9060t合路后FSK输出 图2-4 FSK调制原理波形图

上图 TP904：32KHz载频FSK调制信号 K905 1-2 3-4 全部断开后测出 下图 TP905：16KHz载频FSK调制信号

TP906：FSK调制叠加后输出信号 K905 1-2 3-4 测出

2、FSK频率键控解调电路的工作波形 K906 2-3

TP907：FSK解调信号输入。同TP906 10

TP908：FSK解调电路32KHz工作时钟，TP909：FSK解调输出 的2KHz数字基带信码 同TP903

2.PSK调制解调实验报告 篇二

针对盲解调的特殊需要, 文中将盲解调的过程分为参数估计和解调两步。本文将仿真实现利用锁相环法进行载波同步和码元同步环节, 并通过正交解调法完成对相移键控信号的解调。

1 参数估计

1.1 载波频率估计

利用平方法进行频率估计。对于PSK信号, 当信息码元等概率分布时, 其发送信号中不包含载波频率分量。因此, 对于PSK信号, 在进行载波频率估计前, 需进行平方变换, 恢复信号中的载波分量。

假设PSK信号为

其中, an是二进制信息码;g (t) 是矩形脉冲。对信号求平方, 可得

对式 (2) 进行滤波, 去除直流得

平方后得到一个频率为2f0的单频信号, 频率为PSK信号载频的2倍。对上述单频信号进行FFT, 可实现载波频率的估计[1,2,3,4,5]。

1.2 码元速率估计

本文利用延迟相乘法进行码元速率估计[6]。延迟相乘法适用于双极性的相位调制信号, 其估计模型如图1所示。图中, s (t) 为基带信号, 幅度为±1, 噪声n (t) 为高斯白噪声, 功率谱为N0/2。当输入信号s (t) 与其自身延迟s (t-τ) 相乘后, 由此产生一个波形为ω (t) =1-s (t) s (t-τ) 的输出信号, 该输出信号仅会在时间间隔等于τ才等于2, 其他均等于0。

ω (t) =2a (a为信号幅度) 的时间间隔起始点是在该码元速率R=fb的整数倍处;除此之外, 只要s (t) 在码元速率的整数倍处改变状态, 则在该处s (t) 的值必等于2a。因此, 只有当基带信号s (t) 改变状态时, ω (t) 才等于2a, 此时, 对ω (t) 或s (t) s (t-τ) 作FFT变换, 便可在频谱中码元速率的整数倍位置产生一根离散的谱线。

在进行估计时, 若输出信号在频谱中出现离散谱线, 且这根谱线的幅度明显高于邻域的幅度, 则认为这根谱线所在位置对应的数值就是信号的码元速率值。

虽然上述分析是在基带信号的基础上进行, 但直接在带通信号上作延迟相乘变换也可在码元速率处产生离散谱线。设带通信号为

其中, s (t) 为基带信号;ω0为载波角频率。经滤波和延迟相乘后, 可得

式 (5) 中的第一项包含了因子s (t) s (t-τ) , 即基带信号情况。由此可见, 相乘输出在基带上和二倍载频处存在离散谱线。因此, 对y (t) 进行FFT分析, 就可实现码元速率检测。

2 同步原理

2.1 载波同步原理

科斯塔斯环法又称为同相正交法, 是通过锁相环法来提取同步载波, 该方法无需预先做平方处理, 且可直接得到输出解调信号。科斯塔斯环法的原理框图如图2所示。

假设输入的PSK信号仍为s (t) , s (t) =m (t) cosωct, 压控振荡器锁定后的输出为v1 (t)

其中, θ为锁相环的剩余相位误差, 通常情况下θ较小。v1 (t) 经π/2的相移电路后得到v2 (t)

输入信号s (t) 和本地载波信号v1 (t) 、v2 (t) 相乘后得到信号v3 (t) 和v4 (t)

经低通滤波器后的输出信号v5 (t) 、v6 (t) 分别为

信号v5 (t) 和v6 (t) 相乘后得到环路滤波器的输入信号v7 (t) 为

其中, θ为输入信号的载波相位与压控振荡器产生的本地载波的相位差。当θ较小时, v7 (t) 可近似表示为

电压v7 (t) 经环路滤波器后加到压控振荡器上, 控制压控振荡器的振荡频率使其与ωc同频。环路滤波器实际是一个低通滤波器, 其只允许接近直流的电压通过, 此电压用于调整压控振荡器输出的相位θ, 使θ尽可能小。则压控振荡器的输出电压v1 (t) =cos (ωct+θ) 便是从接收信号中提取的载波。科斯塔斯环的优点在于, 可直接解调出基带信号m (t) , 而即为解调输出电压[2]。

2.2 码元同步原理

使用锁相法进行码元同步的基本原理与使用锁相法进行载波同步的原理类似, 在接收端利用鉴相器比较接收码元和本地产生的码元同步信号的相位, 若两者的相位不一致, 鉴相器就会产生误差信号去调整码元同步信号的相位, 直至获得准确的码元同步信号为止。

用于码元同步的锁相环的原理框图如图3所示。其是由信号钟、控制器、分频器和相位比较器等组成的。其中, 信号钟包括一个高稳定度的振荡器和整形电路。控制器包括图中的扣除门、附加门和或门, 其中, 扣除门为常开状态, 附加门为常闭状态。控制器根据相位比较器输出的控制脉冲对信号钟输出的序列实施扣除或添加脉冲。分频器是一个计数器, 每当控制器输出一定数目脉冲时, 其就输出一个脉冲。

控制器与分频器共同作用的结果就是调整了加至相位比较器的码元同步信号的相位。相位比较器将接收码元序列与码元同步信号进行相位比较, 以判断位同步信号为超前或滞后于接收的信号, 若超前就输出超前脉冲;若滞后就输出滞后脉冲[3]。

3 实验结果

通过上述分析, 已得到了PSK信号的载波频率和码元速率的估计量。因此, 可以构造数字正交解调器来实现PSK信号的解调, 即可根据载波频率的估计值设置和产生本地载波, 利用码元速率的估计值设置低通滤波器带宽, 且恢复和提取抽样时钟。与普通通信信号PSK的正交解调器类似, PSK信号盲解调器也需进行载波和码元等同步环路。因此, 需将载波频率估计和码元速率估计插入到同步环路中。基于载波频率和码元速率估计的PSK信号盲解调器的原理框图如图4所示[4]。

随机产生一组长度为300的二进制码元, 然后将其调制产生一个PSK信号, 调制时, 载波频率为5 700 Hz, 码元速率为300 bit·s-1, 采样速率为57 k Hz。经信道传输后, 加入了信噪比为10 d B的高斯白噪声, 波形如图5 (a) 所示。然后, 对调制后的PSK信号进行载波估计, 这里使用平方法, 波形如图5 (b) 所示, 频谱功率最大处的频率值为11 426 Hz。因此, 得到载波频率的估计值为5 713 Hz, 根据该频率估计值, 设置本地载波频率, 进行载波同步。随后, 再利用延迟相乘法估计码元速率, 仿真结果如图5 (c) 所示, 第一个波峰处的频率值为300.1, 即码元同步环路的码元初始值。根据PSK载波同步原理可知, 支路I路的输出即为PSK信号的解调输出, 最终I路经低通滤波器后输出的基带信号如图5 (d) 所示[7,8,9]。

根据估计的码元速率进行码元同步和抽样判决, 最终恢复出原始二元信息码。

4 结束语

经多次Matlab仿真实验得出, 上述载波和码速率估计算法对PSK信号而言在信噪比>0 d B时估计的偏差较小, 且具有较好的估计性能。

摘要：在PSK信号解调时, 并不一定已知信号的参数信息, 因此, 盲解调技术具有重要的应用价值。文中介绍了一种平方法估计载频、延迟相乘法估计码元速率, 并利用锁相环技术进行PSK信号盲解调仿真算法。仿真结果表明, 该算法有着较好地解调效果。

关键词：相移键控信号,盲解调,锁相环

参考文献

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