通信电子电路高频功率放大器的设计仿真

通信电子电路高频功率放大器的设计仿真（2篇）

1.通信电子电路高频功率放大器的设计仿真 篇一

太原理工大学现代科技学院

高频电子线路 课程 实验报告

专业班级

测控1001班

学

号

姓

名

指导教师

实验一

高频小信号调谐放大器

一、实验目的 小信号调谐放大器是高频电子线路中的基本单元电路，主要用于高频小信号微弱信号的线性放大。在本实验中，通过对谐振回路的调试，对放大器处于谐振时各项技术指标的测试（电压放大倍数、通频带、矩形系数），进一步掌握高频小信号调谐放大器的工作原理。学会小信号调谐放大器的设计方法。

二、实验仪器

1．BT-3（G）型频率特性测试仪（选项）一台

2．20MHz模拟示波器 一台

3．数字万用表 一块

4．调试工具 一套

三、实验原理

图1-1所示电路为共发射极接法的晶体管高频小信号调谐放大器。它不仅要放大高频信号，而且还要有一定的选频作用，因此晶体管的集电极负载为LC并联谐振回路。在高频情况下，晶体管本身的极间电容及连接导线的分布参数等会影响放大器输出信号的频率和相位。晶体管的静态工作点由电阻RB1，RB2及RE决定，其计算方法与低频单管放大器相同。

图1 小信号调谐放大器

该放大电路在高频情况下的等效为如图1-2所示，晶体管的4个y参数

yie，yoe，yfe及yre分别为：

输入导纳

（1-1）

输出导纳

正向传输导纳

反向传输导纳

（1-2）

（1-3）

（1-4）

图1-2 放大器的高频等效回路

式中，gm——晶体管的跨导，与发射极电流的关系为

(1-5)

gb’e——发射结电导，与晶体管的电流放大系数β及IE有关

其关系为

（1-6）

rb’b——基极体电阻，一般为几十欧姆;Cb’c——集电极电容，一般为几皮法； Cb’e——发射结电容，一般为几十皮法至几百皮法。

由此可见，晶体管在高频情况下的分布参数除了与静态工作电流IE，电流放大系数β关外，还与工作频率ω有关。晶体管手册中给出的分布参数一般是在测试条件一定的情况下测得的。如在f0=30MHz，IE=2mA，UCE=8V条件下测得3DG6C的y参数为：

如果工作条件发生变化，上述参数则有所变动。因此，高频电路的设计计算一般采用工

程估算的方法。

图1-2中所示的等效电路中，P1为晶体管的集电极接入系数，即

P1=N1/N2

（1-7）

式中，N2为电感L线圈的总匝数。

P2为输出变压器T的副边与原边的匝数比，即

P2=N3/N2（1-8）

gL为调谐放大器输出负载的电导，gL =1/RL。通常小信号调谐放大器的下一级仍为晶

体管调谐放大器，则gL将是下一级晶体管的输入导纳gie2。

由图1-2可见，并联谐振回路的总电导

g∑的表达式为

（1-9）

式中，G为LC回路本身的损耗电导。谐振时L和C的并联回路呈纯阻，其阻值等于1/G，并联谐振电抗为无限大，则jwC与1/（jwL）的影响可以忽略。

2、调谐放大器的性能指标及测量方法

表征高频小信号调谐放大器的主要性能指标有谐振频率of，谐振电压放大倍数voA，放大器的通频带BW及选择性（通常用矩形系数1.0rK来表示）等。

放大器各项性能指标及测量方法如下：

（1）谐振频率

放大器的调谐回路谐振时所对应的频率of称为放大器的谐振频率，对于图1-1所示电路（也是以下各项指标所对应电路），f0的表达式为

（1-10）

式中，L为调谐回路电感线圈的电感量；

CΣ为调谐回路的总电容，CΣ的表达式为

（1-11）

式中，Coe为晶体管的输出电容；Cie为晶体管的输入电容。

谐振频率of的测量方法是:

用扫频仪作为测量仪器，用扫频仪测出电路的幅频特性曲线，调变压器T的磁芯，使电压谐振曲线的峰值出现在规定的谐振频率点f0。

（2）电压放大倍数

放大器的谐振回路谐振时，所对应的电压放大倍数Avo称为调谐放大器的电压放大倍数。Avo的表达式为

（1-12）

式中，gΣ为谐振回路谐振时的总电导。因为LC并联回路在谐振点时的L和C的并联电抗为无限大，因此可以忽略其电导。但要注意的是fey本身也是一个复数，所以谐振时输出电压u0与输入电压ui相位差为（+ Φfe）。

AV0的测量方法是：在谐振回路已处于谐振状态时，用高频电压表测量图1-1中RL两端的电压u0及ui输入信号的大小，则电压放大倍数AV0由下式计算：

(1-13)

（3）通频带

由于谐振回路的选频作用，当工作频率偏离谐振频率时，放大器的电压放大倍数下降，习惯上称电压放大倍数AV下降到谐振电压放大倍数AV0的0.707倍时所对应的频率偏移称为放大器的通频带BW，其表达式为

(1-14)

式中，QL为谐振回路的有载品质因数。

分析表明，放大器的谐振电压放大倍数Avo与通频带BW的关系为

(1-15)

上式说明，当晶体管选定即yfe确定，且回路总电容CΣ为定值时，谐振电压放大倍数AV0与通频带BW的乘积为一常数。这与低频放大器中的增益带宽积为一常数的概念是相同的。

通频带BW的测量方法：是通过测量放大器的谐振曲线来求通频带。测量方法可以是扫频法，也可以是逐点法。逐点法的测量步骤是：先调谐放大器的谐振回路使其谐振，记下此时 的谐振频率fo及电压放大倍数Avo然后改变高频信号发生器的频率（保持其输出电压Us不变），并测出对应的电压放大倍数Avo。由于回路失谐后电压放大倍数下降，所以放大器的谐振曲线如图1-3所示。

由式（1-14）可得

BW=fH − fL =2 ∆f0.7

(1-16)

图1-3 谐振曲线

通频带越宽放大器的电压放大倍数越小。要想得到一定宽度的通频宽，同时又能提高放大器的电压增益，由式（1-15）可知，除了选用yfe较大的晶体管外，还应尽量减小调谐回路的总电容量CΣ。如果放大器只用来放大来自接收天线的某一固定频率的微弱信号，则可减小通频带，尽量提高放大器的增益。

（4）选择性——矩形系数

调谐放大器的选择性可用谐振曲线的矩形系数Kv0.1时来表示，如图（1-3）所示的谐振曲线，矩形系数Kv0.1为电压放大倍数下降到0.1 AV0时对应的频率偏移与电压放大倍数下降到0.707 AV0时对应的频率偏移之比，即

（1-17）

上式表明，矩形系数Kv0.1越小，谐振曲线的形状越接近矩形，选择性越好，反之亦然。一般单级调谐放大器的选择性较差（矩形系数Kv0.1远大于1），为提高放大器的选择性，通常采用多级单调谐回路的谐振放大器。可以通过测量调谐放大器的谐振曲线来求矩形系数Kv0.1。

3、实验参考电路实验

图1-4 单级调谐放大器

（1）主要技术指标：谐振频率fo=10.7MHz，谐振电压放大倍数Avo≥10-15 dB，通频带BW=1 MHz，矩形系数Kr0.1＜10。因fT比工作频率f0大（5—10）倍，所以选用3DG12C，选β=50，工作电压为12V，查手册得

=70, CbˊC=3PF，当IE=1.5mA时Cbˊe为25PF，取L≈1.8μH，变压器初级N2=23匝，次级为10匝。P2=0.43, P1=0（2）确定电路为单级调谐放大器，如上图1-4。

（3）确定电路参数

a、设置静态工作点

由于放大器是工作在小信号放大状态，放大器工作电流ICQ一般选取0.8—2mA为宜，现取IE=1.5mA，UEQ=2.25V，UCEQ=9.75V。

则

则R6A=1.5KΩ

取流过3AR的电流为基极电流的7倍，则有：

则

则取RA2=5.1K WA1选用50K的可调电阻以便调整静态工作点。

b、计算谐振回路参数

由式（1-6）得

由式（1-5）得

由式（1-1）—（1-4）得4个y参数

由于

则有

因

，则有

c、计算回路总电容∑C，由（1-10）得

由（1-11）

，得

则有C3A=119pF，取标称值120pF d、确定耦合电容及高频滤波电容

高频电路中的耦合电容及滤波电容一般选取体积较小的瓷片电容，现取耦合电容=0.01μF，旁路电容CA4=0.1μF，滤波电容CA5=0.1μF

四、实验内容

本实验中，用到BT-3和频谱仪的地方选做。

参考所附电路原理图G6。先调静态工作点，然后再调谐振回路。

1、按照所附电路原理图G6，按下开关KA1，接通12V电源，此时LEDA1点亮。

2、调整晶体管的静态工作点： 在不加输入信号（即ui=0），将测试点TTA1接地，用万

用表直流电压档（20V档）测量三极管QA1射极的电压（即测P6与G两焊点之间的电压，见图0－2所示），调整可调电阻WA1，使uEQ=2.25V（即使IE=1.5mA），根据电路计算此时的uBQ，uCEQ，uEQ及IEQ值。

3、调谐放大器的谐振回路使它谐振在10.7MHz 方法是用BT-3频率特性测试仪的扫频电压输出端和检波探头，分别接电路的信号输入端TTA1及测试端TTA2，通过调节y轴，放大器的“增益”旋钮和“输出衰减”旋钮于合适位置，调节中心频率刻度盘，使荧光屏上显示出放大器的

“幅频谐振特性曲线”，根据频标指示用绝缘起子慢慢旋动变压器的磁芯，使中心频率f0=10.7MHz所对应的幅值最大。

如果没有频率特性测试仪，也可用示波器来观察调谐过程，方法是：在TTA1处由高频信号源提供频率为10.7MHz的载波（参考高频信号源的使用），大小为Vp-p-=20~100mV的信号，用示波器探头在TTA2处测试（在示波器上看到的是正弦波），调节变压器磁芯使示 波器波形最大（即调好后，磁芯不论往上或往下旋转，波形幅度都减小）。

4、测量电压增益Av0

在有BT-3频率特性测试仪的情况下用频率特性测试仪测Av0测量方法如下：

在测量前，先要对测试仪的y轴放大器进行校正，即零分贝校正，调节“输出衰减”和“y轴增益“旋钮，使屏幕上显示的方框占有一定的高度，记下此时的高度和此时“输出衰减”的读数N1dB，然后接入被测放大器，在保持y轴增益不变的前提下，改变扫频信号的“输出衰减”旋钮，使谐振曲线清晰可见。记下此时的“输出衰减”的值N2dB，则电压增益为

若用示波器测，则为输出信号的大小比输入信号的大小之比。如果AV01较小，可以通过调静态工作点来解决（即IE增大）。

在无BT-3频率特性测试仪的情况下，可以由示波器直接测量。方法如下：

用示波器测输入信号的峰峰值，记为Ui。测输出信号的峰峰值记为Uo。则小信号放大的电压放大倍数为Uo/Ui

5、测量通频带BW 用扫频仪测量BW： 先调节“频率偏移”（扫 频宽度）旋钮，使相邻两个频标在横轴上占有适当的格数，然后接入被测放大器，调节“输出衰减”和y轴增益，使谐振特性曲线在纵轴占有一定高度，测出其曲线下降3dB处两对称点在横轴上占有的宽度，根据内频标就可以近似算出放大器的通频带：

6、测量放大器的选择性

放大器选择性的优劣可用放大器谐振曲线的矩形系数Kr0.1表

用5）中同样的方法测出B0.1即可得：

由于处于高频区，分布参数的影响存在，放大器的各项技术指标满足设计要求后的元件参

数值与设计计算值有一定的偏差，所以在调试时要反复仔细调整才能使谐振回路处于谐振状态。在测试要保证接地良好。

五、实验结果

Avo=(N2-N1)=9dB Bw=B0.7=100KHz*(宽度）=100KHz*5=500KHz Kr0.1B0.1B0.7 其中： B0.123122 B0.75

Kr0.14.4

六、习题与思考

引起小信号谐振放大器不稳的原因是什么，如果实验中出现自激现象，应该怎样消除？

答：在高频调谐放大器中，由于晶体体管集电结电容的内部反馈，形成了放大器的输出电路与输入电路之间的相互影响，它使高频调谐放大器存在工作不稳定的问题。

克服自激的方法:由于晶体管由反向传输导纳存在，实际上晶体管为双向器件。为了抵消或减少反向传输导纳的作用应使晶体管单向化。

单向化的方法有两种：一种是消除反向传输导纳的反馈作用，称为中和法；另一种是使负载电导gL或信号源电导的数值加大，使得输人或输出回路与晶体管失去匹配，称为失配法。

七、心得体会

实验阐述的基本原理为晶体管高频谐振放大电路的工作原理，晶体管集电极负载通常是一个由LC 组成的并联谐振电路。由于LC 并联谐振回路的阻抗是随着频率变化而变化，理论上可以分析，并联谐振在谐振频率处呈现纯阻，并达到最大值。即放大器在回路谐振频率上将具有最大的电压增益。若偏离谐振频率，输出增益减小。总之，调谐放大器不仅具有对特定频率信号的放大作用，同时也起着滤波和选频的作用。

2.通信电子电路高频功率放大器的设计仿真 篇二

随着无线通信技术的发展,各种电力电子设备也应景而生。尤其作为发射机的前级电路,高频功率放大器更发挥着不可或缺的作用。目前,在国外的研究中,高频功率放大器的发展更渐渐趋向于集成化、模块化、专业化的方向,它的形式也千变万化,输出的功率也大小不等。尽管如此,然而市场上绝大多数高频功率放大器输出的频段都为吉赫兹级,普遍比较高[1]。因此在无线通信系统中,出现一种输出频率为兆赫兹级的交流电作为发射机的装置就显得尤为迫切。为了输出较大的功率和较高的效率,因此在本文中高频功率放大器选择工作在丙类状态。此外,利用西勒振荡电路能够产生自激振荡的原理,所以设计时不需要另增加任何输入信号作为激励源。本文通过LTspice仿真软件,对由西勒振荡电路、射频跟随器和丙类放大电路采用级联方式组合而成的电路进行相应的仿真,将实际输出波形与理论进行比较分析,并逐步完善电路。

1 高频功率放大电路结构

在正弦波振荡电路中,主要是由放大电路和反馈网络这两大部分构成,其中反馈极性为正反馈[2]。具体为:通过正反馈电路产生反馈网络的输出信号,输出信号又作为放大电路的输入信号,经放大电路放大后维持着输出信号与之前产生的基本不变,表达式可写为:Xo=AFXo。当电路稳定输出时,有:AF=1,认为即是振荡器振幅平衡的前提,写成模与相角的形式为:│AF│=1、φA+φF=2nπ(n为整数),也分别称为幅值平衡条件和相位平衡条件。在通电后,输出信号会经过从弱到强的振荡,直到最终平衡,因此可知自激振荡的起振条件为:AF>1。满足上述条件,则电路产生振荡。在反馈式正弦波振荡器中,LC和石英晶体振荡电路因其具有独特的优点,大多被适用于高频信号,应用也较为广泛。本文是基于LC振荡电路,设计出西勒振荡电路,并在仿真基础上对参数进行优化,最终作为整个电路的输入端,基本原理图如图1所示。

射极跟随器是将三极管按共集方式连接,具有电流放大作用。根据公式ie=(1+β)·ib,其中,β为直流放大倍数,可知若基极电流ib很小,在发射极它同样可以得到较大的晶体管发射极电流ie。因此具有电流放大及功率放大作用。此外,射极跟随器具有较强的带负载能力,因此在多级放大电路中常常作为输入端和输出端。它也可用于连接两个电路,减少直接连接电路的影响,起到缓冲作用。图2所示为射极跟随器的基本原理图。

根据电流导通角θc的区别,放大器可有三种分类:甲类(θc=180°)、乙类(θc=90°)和丙类(θc<90°)。丙类谐振功率放大器常常被用在末级功率功放中,以得到较高的功率和效率,其效率可高达80%[3]。图3为丙类谐振功放的基本电路原理图。在工作状态下,晶体管Q1应只有少部分时间才能导通,此时即认为晶体管是处于丙类功率放大器的工作状态中。LC谐振回路起到滤波和匹配作用。基极供电电压VBB应小于晶体管的死区电压,以确保其工作于丙类状态,一般VBB电压略小于0,丙类谐振功放的直流电源是VCC,它向负载提供电能。

此次设计采用单一直流DC 24 V供电,具体为需得到6 MHz的交流电,最终的输出电压不得小于20 V。

2 仿真电路设计

2.1 电路的搭建分析

仿真电路原理如图4所示。本设计的第一级为西勒振荡电路,其中Rb1、Rb2、Rc、Re构成放大器的静态偏置电阻,调节Re可改变其增益。反馈信号从电容C2两端取得,送回放大器Q1的基极B上,由于电容C2对三极管非线性特性产生的高次谐波呈现低阻抗,反馈的全部电压中高次谐波分量很小,所以输出的波形比较理想。L、C4、C5构成选频网络,选频网络根据自身参数,在复杂的频谱中选取与自身谐振频率相同的频率将其反馈,此信号得以不断放大最终由输出端输出。

Q2、R1、R2、R3构成射极跟随器。另外,C7和C8为电源的去耦电容,作用是降低电源和地的交流阻抗,避免在放大器输入交流信号时,电源对其产生影响。

在本设计中,丙类谐振功放是由晶体管Q3和电感L2、电容C11三者共同构成。丙类谐振功放中,由电感L1、电阻R4和电容C10构成的整体在其基极B处会输出反向电压。R5为发射极回馈电阻,调节R5可改变丙类谐振功放的放大倍数。

2.2 元件的参数选取

1)晶体管选用NXP公司的NPN型2N2219A。

2)根据设计要求和晶体管实际参数,统一选取直流24 V作为供电电源。

3)射极跟随器中C7和C8为去耦电容,取C7=0.1μF,C8=10μF。

4)西勒振荡电路的参数确认,一般当电路无交流信号且只处于直流工作状态时,低功耗振荡电路的静态工作点可选取在离饱和区稍远但又在截止区附近的区域。因此,集电极电流大约在0.8~4 m A之间选取。可取:

晶体管Q1的集电极静态工作电流ICQ=2 m A,Q1的集电极发射极反向击穿电压VCEQ=6 V,β=100。

计算可得:

为提高电路稳定性,取:Re=3.5 kΩ,Rc=5.5 kΩ。可得:发射极直流静态工作电压UEQ=ICQ·Re=7 V,基极静态工作电流IBQ=ICQ/β=0.02 m A。

一般取流过Rb2的电流为(5~10)IBQ,基极直流静态工作电压UBQ=7.7 V。可以得出:

振荡电路的工作频率为:

L的选取有大致的标准,通常振荡频率为1 MHz时,L在10μH以上;10 MHz时L大于1μH,这里选取10μH。

通过计算可以得出:C4+C5=70 p F左右。所以在选择时,C4采用30 p F左右的电容,C5采用一个45 p F的电容相匹配。

由于C1和C2影响了起振时间,通过不断地尝试后发现C1=330 p F,C2=1 680 p F的时候各项指标是最好的。

5)丙类谐振功放的参数确定,在晶体管Q3的be间产生负偏压的电路中,由于电感L1可以导通直流电,阻碍交流电,这样可让电阻R4两边恒为直流电压。取L1=100μH,R4=51Ω,C10=10 n F。由于R5不能太大,否则会降低丙类谐振功放的增益,因此可取射极电阻R5=50Ω。L3、C12、C13共同构成滤波回路,可用来降低集电极输出电压和电流的失真度。C12、C13一般取等值,可以取C12=C13=10 n F,L3=470μH。

6)为了比较不同负载下输出电压的变化以及电路的增益情况,外接负载R6分别取500Ω、1 kΩ。

7)电容C3、C6、C9、C14都用来作为交流耦合电容,主要目的是导通交流、隔离直流,可使整个电路输入和输出的信号中只能有较高的频率[4]。一般情况下,耦合电容的取值较小,可取:C3=0.01μF、C6=1μF、C9=C14=10 n F。

3 仿真结果分析

LTspice IV是一款小而精简的仿真软件,常常是中、小型电路的不二之选。并且在简化开关稳压器的仿真中,LTspice给出了一些芯片的模型,并作出一些改良。作为一款拥有较高性能的仿真软件,它也是集成电路仿真分析软件其中之一,是一个可视化的图形输入电路仿真软件。

LTspice能够提高复杂电路的仿真速度,相比于PSpice,若是在精度相同的前提下,LTspice的仿真时间可以大大减少。同时,由于Multisim和PSpice都需要昂贵的license费用,LTspice在中、小型企业应用比较广泛,尤其设计任务和仿真需求不是很频繁的情况下,LTspice就凸现出其独特的优势。

本设计在Transient(瞬态分析)下仿真。设置仿真时间0.5 ms,仿真步长为10μs。当所有元件的参数都确认之后,鼠标右击“Run”就可对电路进行仿真分析。

1)负载R6为500Ω时的输出电压波形如图5所示,FFT特性如图6所示。

如图5所示,输出波形基本为正弦波,电压最大振幅为34 V,从图中可知频率为6.03 MHz,满足设计要求。由图6可知,电压增益为17 d B。

2)负载R6为1 kΩ时的输出电压波形如图7所示,FFT特性如图8所示。

图7中,输出电压同样为正弦波,最大振幅为37 V,频率为6 MHz。由图8可知,电压增益为18 d B。

从以上仿真结果可以得知,电路在不同负载情况下,输出电压稳定,电路增益变化不大,电路基本符合设计要求。

4 结语

本文利用LTspice IV仿真软件,将西勒振荡电路、射极跟随器和丙类功率放大器三者级联起来,在不同负载下,对电路模拟结果分析,实验结果与理论基本一致,同时也满足初始设计条件。

摘要：根据正弦波振荡电路的起振原理,设计了西勒振荡器,作为高频功率放大电路的输入端。利用射极跟随器可连接于两电路中间起缓冲作用的特性,设计了缓冲电路。整个设计末端,用一个丙类谐振功放来进一步增强输出电压和输出功率。采用LTspice软件对设计的高频功率放大电路特性进行模拟仿真与分析,验证了理论分析的正确性与可行性。

关键词：西勒振荡电路,射极跟随器,丙类谐振功率放大器,LTspice仿真

参考文献

[1]康浩.高频功率放大器的研究与实现[D].武汉:武汉工业学院,2007.

[2]冉晟伊,熊于菽.常用LC正弦波振荡器的特点[J].科技传播,2010(19):109.

[3]任丹.基于Multisim的高频功率放大器特性分析[J].辽东学院学报(自然科学版),2011,18(2):114-117.