微波天线仿真设计实验

微波天线仿真设计实验（精选3篇）

1.微波天线仿真设计实验 篇一

微波仿真实验报告

学 院：电子工程学院 班 级 学 号： 姓 名： 班内序号：

微波仿真课作业1

1.了解ADS Schematic的使用和设置

2．在Schematic里，分别仿真理想电容20pF和理想电感5nH，仿真频率为（1Hz-100GHz），观察仿真结果，并分析原因。20pF理想电容

仿真图

原因分析：史密斯原图下半部分是容性，随频率增加，电容由开路点变到短路点，通高频，阻低频。5nH理想电感

仿真图

原因分析：史密斯原图上半部分是感性，随频率增加，电容由短路点变到开路点，阻高频，通低频。

3． Linecalc的使用

a)计算中心频率1GHz时，FR4基片的50Ω微带线的宽度

宽度为：2.9112mm b)计算中心频率1GHz时，FR4基片的50Ω共面波导（CPW）的横截面尺寸（中心信号线宽度与接地板之间的距离）

横截面尺寸为：W=171.355mm，G=5mm，L=63.5mm

4．基于FR4基板，仿真一段特性阻抗为50Ω四分之一波长开路CPW线的性能参数，中心工作频率为1GHz。仿真频段（500MHz-3GHz）,观察Smith圆图变化，分析原因。

仿真图

仿真图分析： 1、1GHz时，为四分之一波长，开路阻抗变换后变为短路，2GHz时为二分之一波长，所以仍为开路；

2、由于损耗，因此反射系数变小，所以等反射系数圆的半径也在变小。

5.基于FR4基板，仿真一段特性阻抗为50Ω四分之一波长短路CPW线的性能参数，中心工作频率为1GHz。仿真频段（500MHz-3GHz）,观察Smith圆图变化，分别求出500MHz和2GHz的输入阻抗，分析变化原因。

仿真图

仿真图分析： 1、1GHz时，为四分之一波长，短路阻抗变换后变为开路，2GHz时为二分之一波长，所以仍为短路；

2、由于损耗，因此反射系数变小，所以等反射系数圆的半径也在变小。分别求出500MHz和2GHz的输入阻抗： 500MHz:Z0*（0.003+j0.001）2GHz：Z0*（0.012-j0.005）

6.分别用理想传输线和在FR4基片上的微带传输线，仿真一段特性阻抗为50Ω四分之一波长开路线的性能参数，工作频率为1GHz。仿真频段（500MHz-3GHz）,观察Smith圆图变化，分别求出500MHz和2GHz的输入阻抗，分析变化原因。

仿真图

分别求出500MHz和2GHz的输入阻抗： 微带线

500MHz:Z0*（0.003-j0.992）2GHz：Z0*（32.830-j1.603）理想传输线

500MHz:Z0*（1.000E-10-j1.000）2GHz：Z0*（2.000E10-j2.000E5）

分析：因为相对于理想传输线，微带线有损耗产生误差，反射系数一直变小。

扩展仿真频率（500MHz-50GHz），分析曲线变化原因。

分析：对于理想传输线，反射系数不变，而对于微带线，由于存在损耗，反射系数会一直变小，因此其反射系数圆的半径在一直变小。

7.分别用理想传输线和在FR4基片上的微带传输线，仿真一段特性阻抗为50Ω四分之一波长短路线的性能参数，工作频率为1GHz。仿真频段（500MHz-3GHz）,观察Smith圆图变化，分别求出500MHz和2GHz的输入阻抗，分析变化原因。

仿真图

分别求出500MHz和2GHz的输入阻抗： 微带线

500MHz:Z0*（0.009+j1.003）2GHz：Z0*（0.031+j0.002）理想传输线

500MHz:Z0*（5.551E-17+j1.000）2GHz：Z0*（8.284E-18-j1.000E-5）

分析：因为相对于理想传输线，微带线有损耗产生误差，反射系数一直变小。

扩展仿真频率（500MHz-50GHz），分析曲线变化原因。

分析：对于理想传输线，反射系数不变，而对于微带线，由于存在损耗，反射系数会一直变小，因此其反射系数圆的半径在一直变小。

8.分别用理想传输线和在FR4基片上的微带传输线，仿真一段特性阻抗为50Ω二分之一波长开路线的性能参数，工作频率为1GHz。仿真频段（500MHz-3GHz）,观察Smith圆图变化，分别求出500MHz和2GHz的输入阻抗，分析变化原因。

仿真图

分别求出500MHz和2GHz的输入阻抗： 微带线

500MHz:Z0*（0.016+j0.006）2GHz：Z0*（16.430-j0.798）理想传输线

500MHz:Z0*（5.000E-11-j6.123E-17）2GHz：Z0*（2.000E10-j2.000E5）

分析：因为相对于理想传输线，微带线有损耗产生误差，反射系数一直变小。扩展仿真频率（500MHz-50GHz），分析曲线变化原因。

分析：对于理想传输线，反射系数不变，而对于微带线，由于存在损耗，反射系数会一直变小，因此其反射系数圆的半径在一直变小。

9.分别用理想传输线和在FR4基片上的微带传输线，仿真一段特性阻抗为50Ω二分之一波长短路线的性能参数，工作频率为1GHz。仿真频段（500MHz-3GHz）,观察Smith圆图变化，分别求出500MHz和2GHz的输入阻抗，分析变化原因。

仿真图

分别求出500MHz和2GHz的输入阻抗： 微带线

500MHz:Z0*（55.044-j19.301）2GHz：Z0*（0.061+j0.004）理想传输线

500MHz:Z0*（-1.000+j1.633E16）2GHz：Z0*（8.284E-18-j1.000E-5）

分析：因为相对于理想传输线，微带线有损耗产生误差，反射系数一直变小。

扩展仿真频率（500MHz-50GHz），分析曲线变化原因。

分析：对于理想传输线，反射系数不变，而对于微带线，由于存在损耗，反射系数会一直变小，因此其反射系数圆的半径在一直变小。微波测量实验中测得的几个史密斯圆图 四分之一开路微带线

四分之一短路微带线

二分之一开路微带线

二分之一短路微带线

微波仿真课作业2

1． 用一段理想四分之一波长阻抗变换器匹配10欧姆到50欧姆，仿真S参数，给出-20dB带宽特性，工作频率为1GHz。计算得，22.36欧姆

仿真S参数

计算分析：由图计算-20dB带宽为 1071-929=142MHz;且如仿真图所示，在1GHz处回波损耗最低，实现阻抗匹配。2． 用一段FR4基片上四分之一波长阻抗变换器匹配10欧姆到50欧姆，仿真S参数，给出-20dB带宽特性，工作频率为1GHz，比较分析题1和题2的结果。

仿真S参数

由图计算-20dB带宽为1065-921=144MHz。

比较分析题1和题2的结果

分析，微带线与理想传输线之间有一定的误差：

1、如图所示可以看出微带线情况下，回波损耗最低点稍微偏离1GHz；

2、-20dB带宽为144MHz大于理想传输线时的142MHz； 3、1GHz阻抗匹配时，微带线时的回波损耗大于理想传输线。

3． 设计一个3节二项式匹配变换器，用于匹配10欧姆到50欧姆的传输线，中心频率是1GHz，该电路在FR4基片上用微带线实现，设计这个匹配变换器并计算

m0.1的带宽，给出回波损耗和插入损耗与频率的关系曲线，比较分析题2和题3的结果。

根据所学的理论知识，先依题意算出三节匹配微带线的阻抗值,然后通过LineCalc计算出相应微带线的长和宽，修改电路图中MLIN的相关参数。

Z1=40.89Ω W=4.198480mm L=40.404500mm Z2=22.36Ω W=9.620970mm L=38.833700mm Z3=12.23Ω W=19.83080mm L=37.648400mm

插入损耗

m0.1的带宽，即为-20dB带宽，由图计算得1325-680=645MHz；

比较分析题2和题3的结果，3节二项式匹配变换器匹配误差更大：

1、如图所示可以看出3节二项式匹配变换器匹配时回波损耗最低点明显偏离1GHz；

2、-20dB带宽为645MHz大于微带线情况；

3、但1GHz阻抗匹配时，3节二项式匹配变换器时的回波损耗小于微带线情况。

4． 题3中，若用3节切比雪夫匹配变换器实现，比较同样情况下的带宽，回波损耗和插入损耗与频率的关系曲线，比较分析题3和题4结果。

根据所学的知识可以计算出切比雪夫变换器匹配的三个微带线的阻抗，然后通过LineCalc计算出相应微带线的长和宽，修改电路图中MLIN的相关参数。Z1=35.94Ω

W=4.948710mm L=40.0910mm Z2=22.11Ω

W=9.6519mm L=38.8278mm Z3=13.55Ω

W=17.57710mm L=37.8241mm

仿真图

插入损耗

m0.1的带宽，即为-20dB带宽，由图计算得1485-534=951MHz；

比较分析题3和题4的结果，即二项式匹配变换器与切比雪夫匹配变换器：

1、切比雪夫匹配变换器的带宽显著增加；

2、切比雪夫匹配变换器回波损耗具有等波纹特性；

3、两者的插入损耗差别不明显。

5． 对于一个负载阻抗ZL=60-j80欧姆，利用Smith Chart Utility功能，分别设计并联短路单枝节和并联开路单枝节匹配，并将Smith Chart Utility给出的匹配结果在Schematic中仿真，给出1-3GHz的回波损耗与频率的关系曲线，并给出m0.1的带宽。并联短路单枝节

计算并联短路单枝节-20dB带宽：1053-952=101MHz

并联开路单枝节

计算并联开路单枝节-20dB带宽：1023-975=48MHz

6． 并联双枝节匹配电路，并联双枝节为开路，枝节之间相距λ/8，中心工作频率为2GHz,利用理想传输线，给出1-3GHz的回波损耗与频率的关系曲线，并给出m0.1的带宽。并联双枝节, 枝节之间相距λ/8，中心工作频率为2GHz

仿真

如图在2GHz匹配

计算-20dB带宽：2012-1988=24MHz

2.微波天线仿真设计实验 篇二

本文提出了一种基于基片集成脊波导的缝隙阵列天线,并设计了一种渐变微带线的过渡馈电结构, 使得该型天线可以使用SMA接头馈电,文中用CST Microwave Studio软件建模仿真,根据仿真数据建立了天线的等效磁流辐射模型,以解释天线的辐射特性。天线可以实现超过10% 的阻抗带宽。文中给出了详细的仿真分析与实验结果。

1天线结构

图1( a) 给出了所设计天线的结构图,整个天线由上金属层、脊金属层及缝金属层三个金属层及两块介质板( εr= 4. 4 ) 组成。其中脊金属层与上金属层之间,缝金属层与上金属层之间通过金属化过孔柱面连接。脊金属层延伸出一段渐变的金属带条, 与缝金属层形成渐变微带线。尺寸标注如图1( b) 、 ( c) 、( d) 所示。下文将论述 该天线的主 要设计过程。

2基片集成脊波导的设计

若要设计如图1所示的天线,首先需要建立介质基片集成脊波导的模型,因为这是所设计的波导缝隙阵列天线的基础。如图2所示,整个脊波导包含馈电部分和波导传输部分,馈电部分是由微带线和渐变微带线组成,波导传输部分则是由加单脊的介质集成波导实现。需要注意的是,基片集成波导的侧壁是由密集的金属化过孔阵列组成,在基片集成脊波导的脊的设计中,也借鉴了这一方法,将基片集成脊波导设计成了图2所示的结构。在馈线的设计中,将微带线与脊金属层连接而不是与上金属层连接,也可减小脊引起的反射。因此,所设计的基片集成脊波导具有较宽的单模传输带宽。

图3给出了图2所示的带有馈电结构的基片集成脊波导的S参数的仿真结果。可以看出,在1. 8 ~ 10 GHz的频率范围内,基片集成脊波导的| S21|均很高,接近0 d B,相应地,在此频段内具有渐变微带线馈电的波导的反射系数则都低于 - 10 d B,比带宽大于5∶ 1,这为实现缝隙阵列天线的带宽展宽奠定了基础。

需要注意的是,本部分所设计的基片集成波导截止频率为1. 62 GHz( 此时的| S21|为 - 3 d B) ,波导的宽边尺寸a = 42 mm,两金属柱的中心距为40 mm,波导内填充的介质的相对介电常数 εr= 4. 4,因此可以根据文献[8]提供的公式计算出不加脊的普通矩形金属波导( 内部填充相同介质) 的截止频率为1. 79 GHz,这个数据的计算方法见式( 1) 。可以看出,所设计的介质集成脊波导的截止频率要比介质集成波导的截止频率低( 约为90% ) ,这是符合脊波导的特性的,说明加的脊起到了作用。

3仿真分析结果

采用图1馈电方式的天线反射系数仿真结果如图4所示,天线在4. 4 ~ 4. 9 GHz频带内反射系数| S11| < - 10 d B,相对带宽达到10. 8% 。天线馈电端口为微带线端口,端口阻抗约为50 Ω,由于波导厚度较小,故波导的端口阻抗也较低,因此微带线端口与波导端口不能直接相连,应由一段渐变线连接,以减小失配。

本文缝隙天线的辐射依靠的是缝金属面上缝隙中的电场,该电场可以等效为磁流。若要获得最大增益,则需缝隙的长度为谐振长度,另外还需要图1( c) 的4个缝隙中电场的幅度相同、相位同相。使用CST软件获得缝隙电场的仿真数据,如图5所示,仿真表明,4个缝隙中的电场幅度近似相等( 最小值达到了最大值的60% 以上) ,相位相差不大 ( 30°以内) ,因此可以认为在图1的 - Z方向将形成最大辐射,采用图5数据推导所得的天线E面和H面方向性函数的近似表达式为式( 2) 、式( 3) 。根据公式所绘制的辐射方向图见图6。可以看出,式 ( 2) 、式 ( 3) 的计算结果与软件仿真结果吻合的较好。

式中k为自由空间波数,k = 2π/λ0; lx为缝隙x方向间距,lx= 22. 5 mm; ly为缝隙y方向最小间距,ly= 15 mm; l为缝隙长度,l = 25 mm。

4实验结果

使用FR-4环氧板( εr= 4. 4 ) 制作了天线实物 ( 图7) ,在微波暗室内进行了测试,测试仪器为Agilent E8363B型矢量网络分析仪。测试结果如图8所示,从仿真与测试结果的比较情况来看,二者吻合较好。具体的结果为,测试结果表明天线在4. 2 ~ 4. 9 GHz的频率范围内的| S11|低于 - 10 d B,这个带宽比仿真结果高了200 MHz。仿真结果与测试结果的差异主要原因是由于所采用的FR-4环氧板不稳定的电磁特性导致的。这种板的 εr分布不均匀会影响到天线的方向图和| S11| ,而其较大的损耗正切则会使天线的增益降低,也会影响到天线的反射系数值。测试了4. 6 GHz频点处的天线增益与方向图,天线增益测试结果为8. 5 d B,比仿真结果要低0. 8 d B。从方向图的测试结果看,其主瓣宽度约为70°( E面) 和45° ( H面) ,与仿真结果 ( E面75°,H面44°) 吻合得很好。

5天线特点

本文天线与文献中天线的比较,列于表1中,可以看出,由于采用了脊波导及过渡结构,天线带宽显著增加。从表中的缝隙个数还可以看出,天线的增益与缝隙个数呈现正相关关系,所以天线的增益上的差异则可通过增加缝隙个数实现。

6结论

3.微波天线仿真设计实验 篇三

目的： 1．掌握单片机仿真软件的使用。

2．掌握单片机汇编语言程序设计的基本方法。

3．掌握单片机编程、调试方法。

设计题目：

1、试编写程序。统计内RAM 30H一50H单元中FFH的个数，并将统计结果存51H。

2、从内RAM 30H单元开始存放着一组无符号数，其个数存在21H单元中。试编写程序，找出其中最小的数，并将其存入20H单元中。

3、设外RAM 2000H单元中有一个8位二进制数，试编程将该数的低四位屏蔽掉，并送回原存储单元。

4、试编写程序，求出内RAM20H单元中“1”的个数，并将结果存入21H单元。

5、试编一程序，分别统计在内部RAM的30H~50H单元的数据区中奇数和偶数的个数，并将奇数和偶数的个数分别存放在51H和52H单元中。

6、在2000H~2004H单元中，存有5个压缩的BCD码，试编程将它们转换成ASCII码，并存入2005H开始的连续单元中。

实验报告格式：

一．设计题目：

二．编程实现：（左边为实验前的程序，右边为实验后调试正确的程序）

三．实验小结：

软件实验小结：

可以从以下几个方面总结

1． 进一步掌握并理解单片机指令系统的功能及应用（熟悉MCS—51单片机指令

系统）。

2． 加深对寻址方式的理解。

3． 了解程序设计过程，掌握单片机程序设计的基本方法。

4． 掌握编程、调试方法（包括排除程序错误、决解问题的方法）。

5． 掌握单片机仿真软件的使用（包括对以后项目开发的好处）

6． 通过编程设计、软件调试，进一步了解和掌握单片机软、硬件的工作原理，为